Временные диаграммы
При выборе схемы построения импульсного источника электропитания разработчик в первую очередь руководствуется ожидаемыми габаритными размерами и простотой схемотехнических решений. Сетевые источники, питающие нагрузки небольшой мощности (до 100-150 Вт), встраиваемые в достаточно габаритную аппаратуру, лучше строить по однотактной fly-back схеме. Для стабилизаторов, в которых не требуется гальванической развязки нагрузки от питающей сети, применяют чопперную схему. При питании от гальванических элементов или аккумуляторов можно использовать бустерную схему. Однако не исключены ситуации, в которых перечисленные преобразователи и стабилизаторы использовать нельзя.
Случай первый - прибор, питаемый от сети переменного тока, имеет ограниченные габариты (к примеру, в приборном корпусе не удается разместить достаточно крупный накопительный трансформатор фли-бак конвертора).
Второй случай - - потребляемая мощность прибора превышает 150...200Вт.
Третий случай - отдельные части схемы прибора требуют дополнительного питания, гальванически развязанного от остальной схемы.
Во всех этих случаях требуется разработка так называемых двухтактных схем преобразователей, имеющих гальваническую развязку первичной и вторичной цепей. Наибольшее распространение среди двухтактных конверторов получили три схемы: двухфазная пуш-пульная (push-pull), полумостовая (half-bridge) и мостовая (full-bridge). Достоинство этих схем состоит в том, что при необходимости разработчик может легко ввести в конструкцию узел стабилизации выходного напряжения, либо отказаться от него. В первом случае конвертор будет представлять собой полноценный источник питания, к которому можно подключать любую нагрузку. Во втором случае получится простой преобразователь электрической энергии, требующий дополнительной стабилизации по выходу. В ряде случаев такой простой конвертор вполне устроит разработчика. Поскольку все три схемы двухтактных конверторов имеют множество аналогий, мы расскажем о них в одной главе, акцентируя внимание на индивидуальных особенностях и проводя сравнительный анализ.
Пуш-пульная двухфазная схема
Рис. 14.1. Базовая двухтактная push-pull схема преобразователя
Эта схема (рис. 14.1) состоит из двух ключевых элементов, в качестве которых используются мощные биполярные или полевые транзисторы. Трансформатор Тр имеет первичную и вторичную обмотки, разделенные на полуобмотки. К средней точке первичной обмотки подключен вывод источника питания. Вторичная цепь представляет собой двухфазный двухполупериодный выпрямитель VD1, VD2, а также фильтр пульсаций (в этой схеме элементом фильтра является конденсатор С ф).
В первом такте, как показано на рис. 14.2, l замкнут, Кл2 разомкнут, ток течет по полуобмотке 1.1 и трансформируется в полуобмотку 2.1. Диод VD1 открыт и проводит ток i 2.1 , подзаряжая конденсатор Сф. Во втором такте, изображенном на рис. 14.3, ключ Кл.l закрывается и открывается ключ Кл2. Соответственно ток i 1.2 течет по 
полуобмотке 1.2 и трансформируется в полуобмотку 2.2. Диод VD1 заперт, диод VD2 проводит ток i 2 2 , подзаряжая конденсатор С ф.
Таким образом, передача энергии в нагрузку осуществляется во время обоих тактов.
Чтобы перейти к параметрам реальных схем, мы вначале предположим, что у нас, тем не менее, есть возможность применения идеальных элементов. То есть транзисторы могут мгновенно переключаться, отсутствует время обратного восстановления диодов, первичная обмотка обладает очень большим значением индуктивности намагничения (согласно эквивалентной схеме). В этих условиях определить зависимость выходного напряжения от величины входного очень просто. Напряжение первичной обмотки трансформируется во вторичную обмотку без потерь, с коэффициентом трансформации:
Коэффициенты трансформации n l и п 2 полагают одинаковыми, более того, уравнивают количество витков первичных и вторичных полуобмоток:
Напряжение на первичной обмотке в режиме замкнутого ключа (без учета падения напряжения на силовом ключе):
Поскольку схема строится с двухполупериодным выпрямлением на выходе, соотношение между напряжением питания и напряжением на нагрузке:
Пока нам не совсем ясно, как можно ввести регулировку напряжения на нагрузке. Поэтому необходимо вспомнить о коэффициенте заполнения и распространить его на двухтактную схему. Попытаемся выяснить, что произойдет, если мы сузим управляющие импульсы, как показано на рис. 14.4. Коэффициент заполнения и в случае двухтактной схемы определяется точно так же, как и для однотактной:
где γ - отношение времени открытого состояния одного ключа к периоду коммутации.
Рис. 14.4. К определению коэффициента заполнения
В данном случае мы определяем коэффициент заполнения для одного плеча двухтактной схемы. . Определим среднее значение тока нагрузки, учитывая, что передача энергии осуществляется на протяжении обоих полупериодов, а значит, среднее значения напряжения за один такт работы нужно удвоить:
Рис. 14.5. Графики, поясняющие работу пуш-пульной схемы преобразователя
Таким образом, регулируя γ в промежутке от 0 до 0,5, можно линейно регулировать напряжение на нагрузке. В реальной схеме ни вкоем случае нельзя допускать, чтобы преобразователь работал с γ = 0,5. Типичное значение γ не должно превышать 0,4...0,45. Все дело в том, что используемые элементы не могут обладать идеальными свойствами. Как нам известно, первичная обмотка обладает ограниченной индуктивностью L μ , которая накапливает энергию:
Максимальный ток i μ , показанный на графике (рис. 14.7), определяется из соотношения:
При размыкании Кл1 накопленная в магнитопроводе энергия стремится поддержать ток. Если бы в схеме не было защитного диода VDp 2 , показанного на рис. 14.6, на Кл2 возник бы бросок отрицательного напряжения. Способность биполярных транзисторов выдерживать отрицательные броски напряжения невелика (единицы вольт), поэтому разрядный ток i μ необходимо замкнуть через диод VDp 2 . Диод практически «накоротко» замыкает обмотку ω 2 2 и быстро разряжает L μ (рис. 14.8). При разряде выделяется тепловая энергия, учесть которую можно через следующее соотношение:
Рис. 14.6. К пояснению коммутационных
процессов в реальной схеме пуш-пульного
преобразователя Рис. 14.7.
Определение тока намагничения
Рис. 14.8. Разряд индуктивности намагничения
При работе пуш-пульного преобразователя разрядные диоды включаются попеременно. Следует также помнить, что в составе транзисторов MOSFET, а также некоторых транзисторов IGBT эти диоды уже есть, поэтому вводить дополнительные элементы нет необходимости.
Вторая неприятность связана с конечным временем восстановления диодов выпрямителя. Представим, что в начальный момент времени диод VD1 проводит ток. Направления действия ЭДС показаны на схеме «а» (рис. 14.9).
Рис. 14.9. Пояснение влияния конечного времени восстановления выпрямительных диодов
При включении транзистора VT1 ЭДС меняет направление (схема «б»), открывается диод VD2. Но в то же время диод VD1 не может мгновенно закрыться. Поэтому вторичная обмотка оказывается закороченной диодной парой VD1-VD2, что вызывает броски тока в ключевом элементе (это хорошо видно на эквивалентной схеме трансформатора). Форма тока первичной обмотки на совмещенном графике при у = 0,5 будет такой, как изображено на рис. 14.10.
Рис. 14.10. Характер тока обмоток трансформатора в случае наличия идеальных и реальных выпрямительных диодов
Во избежание коммутационных выбросов необходимо, во-первых, вводить паузу между закрытием Кл1 и открытием Кл2 на время не менее чем удвоенное время обратного восстановления диода tгг. Во-вторых, если есть возможность, лучше отказаться от обычных диодов и применить диоды Шоттки.
Напряжение на закрытом ключевом транзисторе складывается из напряжения питания U n и ЭДС первичной полуобмотки, которая в данный момент разомкнута. Поскольку коэффициент трансформации этих обмоток равен 1 (обмотки с одинаковым числом витков), перенапряжение на ключевом транзисторе достигает 2 U n . Поэтому, выбирая транзистор, следует обратить внимание на допустимое напряжение между его силовыми электродами. Необходимо также учитывать, что ток ключевого транзистора складывается из постоянного тока нагрузки, пересчитанного в первичную цепь, и линейно нарастающего тока намагничения индуктивности первичной обмотки. Ток имеет трапецеидальную форму.
При определении максимального коэффициента заполнения в случае использования полевых транзисторов, которые переключаются достаточно быстро, нужно руководствоваться значением задержки обратного восстановления диодов. Промежуток времени, в течение которого переключение запрещено:
∆t зад = 2t rr .
Поправка коэффициента заполнения:
Максимальный коэффициент заполнения:
При использовании биполярных транзисторов и транзисторов IGBT максимально возможный коэффициент заполнения уменьшается за счет времени выключения и спада этих транзисторов, а также характерного «хвоста»:
Опыт показывает, что 1 коэффициент заполнения не превышает 0,45 в самом благоприятно^ случае.
Чем еще отличается реальная схема от идеальной? Сопротивления открытого диода и ключевого транзистора отличны от нулевого. Учесть падение напряжения на этих элементах (и поправку на коэффициент трансформации) можно так, как показано на рис. 14.11.
а) Выпрямительные диоды: в открытом состоянии на диоде падает в среднем 0,7.. .1,0 В (стандартный диод), либо 0,5. ..0,6 В (диод Шоттки);
б) Ключевые транзисторы: если в качестве ключа используется биполярный транзистор или транзистор IGBT, на ключе будет падать напряжение Uкэ (в режиме насыщения). Типичное значение напряжения насыщения - 0,2. ..0,5 В. Для транзистора MOSFET необходимо вычислить напряжение:
Предварительный расчет основных параметров схемы пуш-пульного конвертора должен определить коэффициент трансформации п
и габаритную мощность трансформатора. Мы уже выяснили, что:
Иначе (с учетом падения напряжения на ключах и выпрямительных диодах):
где -
минимально возможное напряжение питания (задается в начале разработки).
К примеру, если проектируется преобразователь с батарейным питанием, в качестве этого напряжения можно принять значение напряжения, измеренное на клеммах батареи в конце срока службы.
Необходимо также определить минимальное значение коэффициента заполнения γ min , исходя из максимального значения напряжения питания (этот параметр понадобится при определении параметров сглаживающего выходного фильтра):
Теперь можно перейти к определению габаритной мощности трансформатора, которая вычисляется как полусумма мощности, переданной в первичную обмотку и полученной со вторичных обмоток. В случае двухобмоточного трансформатора габаритную мощность можно определить как сумму мощностей нагрузки и мощности, израсходованной на схему управления (если преобразователь построен таким образом, что схема управления питается от этого же трансформатора):
Выбор необходимого магнитопровода для трансформатора осуществляется по формуле для габаритной мощности, выведенной в разделе «Как работает трансформатор». По этой формуле мы должны определить произведение SS 0 . Следует отметить, что для двухтактных преобразователей предпочтительнее использовать тороидальные магнитопроводы, поскольку трансформаторы, намотанные на них, получаются наиболее компактными. Итак, габаритная мощность трансформатора, намотанного на магнитопроводе конкретных размеров:
где η тр - КПД трансформатора (типичное значение 0,95...0,97) Разработчиком должно быть выполнено условие:
Число витков первичной полуобмотки можно найти по следующей формуле, которая представляет собой форму записи закона электромагнитной индукции:
Число витков вторичной полуобмотки:
После этого нужно выбрать необходимый диаметр провода и проверить заполнение окна медью. Если коэффициент а получится более 0,5, необходимо взять магнитопровод с большим значением S 0 и пересчитать количество витков.
Определить температуру перегрева трансформатора можно по следующей формуле:
где ∆E
n - - перегрев (Т n = Т а +
∆T
n);
Т п - температура поверхности трансформатора;
Р п - суммарные потери тепла (на активном сопротивлении обмотки и в магнитопроводе);
S охл -- площадь наружной поверхности трансформатора;
α-- коэффициент теплоотдачи (α = 1,2 10 -3 Вт/см 2 °С).
После расчета трансформатора нужно провести выбор силовых элементов по допустимым значениям токов и напряжений, облегчить при необходимости тепловой режим с помощью теплоотводящих радиаторов.
Очень важный вопрос, который сейчас необходимо рассмотреть, - это выбор схемы управления двухтактным импульсным источником. Не так давно все эти схемы приходилось проектировать на дискретных элементах, что рождало достаточно громоздкие и не слишком надежные решения. Микросборки, применяющиеся для управления однотактными схемами стабилизаторов и преобразователей, впрямую не годятся для использования в двухтактных схемах, поскольку нужно иметь, два парафазных выхода, управляемых одним генератором. Кроме того, микросхема должна содержать специальный узел для гарантированного ограничения у, чтобы не допустить аварийных ситуаций и сквозных токов. Желательно наличие дополнительных входов защитного отключения. В последнее время было разработано большое количество специализированных микросхем, в которых уже есть практически все необходимые узлы.
Широко применяющаяся для управления блоками питания компьютеров типа IBM-PC микросхема TL494 (выпускается фирмой Texas Instruments, имеет отечественный аналог КР1114ЕУ1) подробно описана в доступной книге . Как пример, рассмотрим не менее интересную микросхему СА1524 , выпускаемую фирмой Intersil. Эта микросхема содержит в своем составе цепи управления, контроля, нормально функционирует при питании от 8 до 40 В. Она может быть применена в составе любых схем стабилизаторов и преобразователей, описанных в этой книге.
Основные узлы микросхемы (рис. 14.12):
Термокомпенсированный опорный источник напряжения 5 В;
Точный RC-генератор;
Усилитель ошибки (разницы между требуемым напряжением нагрузки и реальным напряжением на выходе стабилизатора);
Компаратор схемы управления ключевыми транзисторами;
Усилитель ошибки по сигналу тока в первичной цепи;
двухтактный выходной каскад, построенный на быстрых биполярных транзисторах;
Схема дистанционного управления включением/выключением.
Рис. 14.12. Функциональные узлы микросхемы СА1524 фирмы Intersil
Широтно-импульсное регулирование (ШИР) было рассмотрено нами в главе, посвященной чопперной схеме стабилизатора. В данном случае схема ШИР работает точно так же. Единственную особенность составляют триггер и схема логики, которые «маршрутизируют» управляющие импульсы, поочередно направляя их то на один выход (транзистор Sa), то на другой (транзистор Sb). Триггер синхронизирован тактовыми импульсами с задающего генератора. Тактовые импульсы имеют некоторую длительность, которая служит для организации защитной паузы между выключением одного силового транзистора и включением второго. Таким образом, коэффициент заполнения у тах не может быть более 0,45 (суммарное время паузы по двум выходам составляет 10%). Время паузы (dead time) можно регулировать, выбирая соответствующий номинал времязадающего конденсатора Ст. Частота работы задающего генератора определяется соотношением rt и Ст (выбор этих элементов, показанных на рис. 14.13, осуществляется из графика, рис. 14.14). Можно заметить, что ощутимые значения времени паузы получаются при достаточно больших номиналах емкости Ст. Если элементы времязадающей цепи уже выбраны, «мертвое время» можно подрегулировать в пределах 0,5...5,0 мкс подключением конденсатора Cd к выводу 3, как показано на рис. 14.15. Величина этого конденсатора находится в пределах 100...1000 пФ. Однако такой способ разработчики схемы рекомендуют использовать только в крайнем случае.
Рис. 14.13. Элементы частотозада-ющей цепи Рис. 14.14. График выбора элементов времязадающей цепи
Еще один способ регулирования dead time заключается в ограничении величины напряжения усилителя ошибки (рис. 14.16).
Усилитель ошибки (выводы 1, 2, 9) имеет коэффициент усиления 80 dB (10000) и может быть снижен до необходимой величины включением резистора R L между выводами 1(2) и 9 (в зависимости от того, прямая или инвертирующая схема включения используется разработчиком импульсного источника). Частота единичного усиления усилителя ошибки f -- 3 МГц. Разработчики микросхемы отмечают, что усилитель ошибки, не охваченный цепью обратной связи, имеет так называемый полюс передаточной характеристики в точке 250 Гц
(сдвиг фаз между входным и выходным сигналом на этой частоте достигает 45 градусов). Полюс хорошо видно на графике (рис. 14.18). Это еще одна причина, по которой нельзя использовать усилитель без цепей обратной связи, показанных на рис. 14.17.
Рис. 14.15.
Дополнительный конденсатор Q, регулирующий «мертвое время» (а), и график выбора его номинала (б)
Рис. 14.16. Способ регулировки dead time посредством ограничения величины напряжения усилителя ошибки
Рис. 14.17. Обратная связь в усилителе ошибки
Источник без обратной связи может превратиться в генератор. Чтобы устранить возможность самовозбуждения, рекомендуется под-, ключать к выводу 9 корректирующую цепочку, как показано на. рис. 14.19.
Рис. 14.18.
АФЧХ усилителя ошибки Рис. 14.19.
Корректирующая цепочка, устраняющая самовозбуждение
Параметры микросхемы СА1524:
Напряжение питания 8...40 В;
Максимальная частота задающего генератора - 300 кГц;
Нестабильность выходного напряжения - не более 1 %;
Температурная нестабильность - не более 2%;
Диапазон емкости Ст - 0,001...0,1 мкФ;
Диапазон сопротивления rt - 1,8...120 кОм;
Входное смещение усилителя ошибки - 0,5 мВ;
Входной ток усилителя ошибки - 1 мкА;
Максимальное напряжение «коллектор-эмиттер» транзисторов Sa и Sb -40B;
Токовая защита срабатывает при превышении тока потребления микросхемы более 100 мА;
Время нарастания тока коллектора транзисторов Sa и Sb -0,2 мкс;
Время спада тока коллектора транзисторов Sa и Sb - 0,1 мкс.
Микросхема имеет также вход внешнего управления (вывод 10). Отключение происходит при подаче высокого уровня (номинальный ток 0,2 мА).
Мы вернемся к микросхеме СА1524 при практической разработке экспериментального пуш-пульного преобразователя, а сейчас рассмотрим появившиеся в последнее время маломощные интегрированные источники, построенные по пуш-пульной схеме. Нужда в маломощном преобразователе появляется тогда, когда необходимо получить напряжение, источник которого не имеет гальванической связи с остальной схемой. К примеру, цифровые устройства передачи информации по длинным линиям нуждаются в таких источниках. Помеха, наведенная в длинной линии, может повредить передающее и приемное устройства, поэтому линия связи развязывается с помощью согласующих трансформаторов или оптоэлектронных приборов. Активные согласующие линейные устройства требуют питания.
Второй пример использования гальванически развязанных источников гораздо ближе к тематике книги. Чуть позже мы будем рассматривать так называемый бутстрепный метод управления двухтактными каскадами. Мы увидим, что в данной схеме нужен источник, гальванически развязанный с общим проводом. В динамическом режиме эту функцию, как окажется, с успехом может выполнить конденсатор. А вот в статическом режиме без нормального источника не обойтись. Еще совсем недавно эта задача решалась с помощью дополнительной; обмотки на сетевом трансформаторе, что, конечно, не способствовало уменьшению габаритов схемы. Появление миниатюрных преобразователей изящно решило эту проблему .
Для примера разберем устройство микросхемы DCP0115 фирмы] Burr-Brown , функциональные узлы которой показаны на рис. 14.20, а внешний вид - на рис. 14.21. В составе микросхемы имеется высокочастотный генератор и двухтактный каскад, работающий; с частотой 400 кГц. К силовому каскаду подключен миниатюрный трансформатор, который, тем не менее, позволяет получить мощность 1 Вт на нагрузке (при выходном напряжении 15 В). Имеются также схема мягкого старта и схема блокировки при перегреве с возможностью восстановления после отключения. Выводы синхронизации" (sync in, sync out) используются, когда микросхема работает совместно с другими импульсными источниками, имеющимися в приборе. Синхронизация позволяет избежать биения частот и снизить излучаемые радиопомехи. Микроисточник выполнен в корпусе DIP-14.
Что делает эмбеддер, когда ему делать нечего? Разумеется, исследует двухтактные автогенерирующие преобразователи! Делать, на самом деле, есть чего, и много, но что-то лень. Потому сегодня я все равно буду исследовать двухтактный автогенерирующий преобразователь. Вот такой: Так, как на рисунке выше, их рисуют в книжках, но мне эта рисовка не нравится; мало того, что в таком начертании преобразователь смахивает на мультивибратор (что далековато от истинного принципа его работы), так еще и выход находится сверху (на первой картинке я это все же слегка поправил). Потому я предлагаю свой вариант: 
Картинка немного забегает вперед — откуда взялись все эти цифры я объясню по ходу статьи. Сначала рассмотрим общий принцип работы схемы. При подаче питания первым откроется тот транзистор, напряжение база-эмиттер которого меньше или коэффициент передачи тока которого больше (совершенно одинаковых транзисторов в природе не бывает). Пускай это будет T2. Тогда через обмотку B начнет протекать нарастающий ток. При этом обмотки A и B вместе работают как автотрансформатор, в результате чего к базе T2 через резистор R2 будет приложено напряжение, даже большее напряжения питания. Это гарантирует насыщение транзистора (т.к. оба перехода, коллекторный и эмиттерный, оказываются открыты). T1 при этом закрыт, ибо напряжение на коллекторе насыщенного T2 мало. T2 открыт, ток через обмотку B растет, все классно. Однако продолжаться это будет ровно до тех пор, пока магнитопровод трансформатора не войдет в насыщение. Как только это случится, индуктивности обмоток резко упадут, а, следовательно, ток через них начнет стремиться к бесконечности, ограниченный практически только сопротивлением обмотки. В самом деле, ведь
UPD: Более подробно и корректно работу этой схемы я разобрал .
Как и у всего на земле, у такого преобразователя есть плюсы и минусы. Первый и самый очевидный плюс — фантастическая простота. Требуется всего четыре детали, не считая трансформатора. Также к плюсам можно отнести то, что трансформатор в таком преобразователе никогда не войдет в насыщение слишком далеко, что ограничивает потери. Кроме того, это настоящая двухтактная схема, так что трансформатору не нужен зазор, а это означает, что в ход можно пустить, например, колечки от сберегаек (что я и собираюсь сделать дальше). При всех плюсах минусов у этой схемы тоже хватает. Во-первых, входить в насыщение магнитопровод все же будет, так что будут потери, которых можно было бы избежать. Во-вторых, видно, что возможность работы такого преобразователя теснейшим образом завязана на реальные свойства магнитопровода трансформатора (погрешность указания которых в даташитах достигает 30%) и немного на неидеальности транзисторов. То есть, рассчитать
такой преобразователь невозможно — его параметры можно только примерно прикинуть, ну или померять на реальной схеме. Рабочая частота будет определяться тем, насколько быстро магнитопровод будет входить в насыщение, то есть, она будет зависеть от входного напряжения. Выше я говорил о колечках от сберегаек. Для тороидального сердечника выражение для индукции в магнитопроводе следующее: 
где μ — магнитная проницаемость колечка, μ 0 — магнитная постоянная , N — количество витков обмотки, I — ток в обмотке, R — радиус колечка. Скорость нарастания тока в обмотке пропорциональна приложенному напряжению (см. самую первую формулу), то есть скорость нарастания магнитного потока тоже будет ему пропорциональна, то есть рабочая частота будет зависеть от входного напряжения. При этом абсолютное значение индукции будет пропорционально произведению количества витков на ток, потому ток холостого хода будет определяться количеством витков в обмотках A и B (чем больше витков, тем при меньшем токе будет достигнуто насыщение). Отсюда следует еще один недостаток — чтобы получить малый ток холостого хода, надо мотать много провода, что в случае тороидального сердечника особенно утомительно. Ну и ток холостого хода тоже будет зависеть от приложенного напряжения. Из всего сказанного можно сделать вывод о том, что такая схема подходит тогда, когда простота преобразователя перевешивает необходимость в точной предсказуемости и качестве его характеристик. Например, в случае, когда стоит цель немного развлечься весенним вечером.
Перейдем от теории к практике. У меня в закромах лежало неопознанное колечко, добытое из сберегайки. Его диаметр 10 мм, высота — 3.5 мм, толщина — 2 мм. То есть, оно смахивает на колечко EPCOS R 10 x 6 x 4 . 
Я намотал на него 10 витков провода и померял индуктивность получившейся катушки. Вышло 286 мкГн, что соответствует проницаемости около 8000. То есть, по даташиту выше, материал колечка — либо T37 , либо T38 . Индукция насыщения у них — что-то около 400 мТ. Я прикинул, что не лень мотать мне будет не более 15 витков. По второй формуле можно посчитать, что при этом ток насыщения будет что-то около 65 мА. Нормально; вполне укладывается в возможности основных «просто транзисторов» — BC547/847/817. После этого я намотал обмотки — первичную, 15 витков в два провода, и вторичную, 63 витка (сколько осилил). Коэффициент трансформации получился 4.2, то есть, из 1.5 В получим примерно 6.3 В. 
Собрал схему. В базы транзисторов поставил резисторы по 510 Ом (какие нашел). При этом при минимальном входном напряжении (я принял минимумом 0.9 В с прицелом на батарейку в качестве источника) ток базы будет достаточен, чтобы при минимальном коэффициенте передачи тока транзисторов (по традиции принимается 100) обеспечить ток коллектора, достаточный для насыщения трансформатора (выше посчитали около 65 мА). Собрал: 
Подал 1.5 В. Заработало! 
На выходе 6.3 В RMS, ровно как проектировали. Можно поставить схему выпрямления с удвоением и получить 12 В. Напряжение на коллекторах: 
Видно, что амплитуда импульсов равна 3 В, то есть, в два раза больше напряжения питания. Так что практика и впрямь совпадает с теорией — первичная обмотка работает как автотрансформатор. Напряжение на базах (не верьте измерению частоты, осциллограф глючит из-за выбросов; сетка по времени та же, что и выше): 
Потребляемый ток. Мерял напряжение на резисторе в 10 Ом, включенном последовательно с преобразователем: 
Около 76 мА в пике. По второй формуле можно вычислить индукцию насыщения — получается около 457 мТ, то есть, феррит, видимо, все же T38. Средний ток холостого хода при напряжении 1.5 В составил около 30 мА. Запускается преобразователь при входном напряжении 0.5 В. Как по мне, такая схема — отличный способ применить колечки от сберегаек в простых преобразователях 1.5 — 5 В/3.3 В. Разумеется, хорошо бы еще на выходе поставить стабилизатор (с диодным мостом, разумеется), в простейшем случае — линейный, ту же L78L33. КПД такого решения будет не особо, зато по себестоимости и простоте оно обойдет, наверное, даже китайские изделия.
Архитектура эвм вычислительные системы сети телекоммуникации
ДокументЗависимостей с целью их упрощения . 5. Представление полученных... однотактного (а) и двухтактного (б) RS-триггеров. ... , специализированные преобразователи информации, ... индексу (index search) позволяет... для научно-технических расчетов , задач математического...
- Руководство
LPC 1.0 приводится расчет упрощенные Index I 8 Index 8 Index двухтактная схема преобразователя с бестрансформаторным...
- архив
LPC 1.0 приводится расчет пропускной способности интерфейса... . Встречаются и упрощенные варианты, без... DS3) 6 FDEDIN (DS3) 8 Index I 8 Index 8 Index 10 Motor On A о 10 ... здесь применяется двухтактная схема преобразователя с бестрансформаторным...
- Руководство
LPC 1.0 приводится расчет пропускной способности интерфейса... . Встречаются и упрощенные варианты, без... DS3) 6 FDEDIN (DS3) 8 Index I 8 Index 8 Index 10 Motor On A о 10 ... здесь применяется двухтактная схема преобразователя с бестрансформаторным...
65 нанометров - следующая цель зеленоградского завода «Ангстрем-Т», которая будет стоить 300-350 миллионов евро. Заявку на получение льготного кредита под модернизацию технологий производства предприятие уже подало во Внешэкономбанк (ВЭБ), сообщили на этой неделе «Ведомости» со ссылкой на председателя совета директоров завода Леонида Реймана. Сейчас «Ангстрем-Т» готовится запустить линию производства микросхем с топологией 90нм. Выплаты по прошлому кредиту ВЭБа, на который она приобреталась, начнутся в середине 2017 года.
Пекин обвалил Уолл-стрит
Ключевые американские индексы отметили первые дни Нового года рекордным падением, миллиардер Джордж Сорос уже предупредил о том, что мир ждет повторение кризиса 2008 года.
Первый российский потребительский процесор Baikal-T1 ценой $60 запускают в массовое производство
Компания «Байкал Электроникс» в начале 2016 года обещает запустить в промышленное производство российский процессор Baikal-T1 стоимостью около $60. Устройства будут пользоваться спросом, если этот спрос создаст государство, говорят участники рынка.
МТС и Ericsson будут вместе разрабатывать и внедрять 5G в России
ПАО "Мобильные ТелеСистемы" и компания Ericsson заключили соглашения о сотрудничестве в области разработки и внедрения технологии 5G в России. В пилотных проектах, в том числе во время ЧМ-2018, МТС намерен протестировать разработки шведского вендора. В начале следующего года оператор начнет диалог с Минкомсвязи по вопросам сформирования технических требований к пятому поколению мобильной связи.
Сергей Чемезов: Ростех уже входит в десятку крупнейших машиностроительных корпораций мира
Глава Ростеха Сергей Чемезов в интервью РБК ответил на острые вопросы: о системе «Платон», проблемах и перспективах АВТОВАЗа, интересах Госкорпорации в фармбизнесе, рассказал о международном сотрудничестве в условиях санкционного давления, импортозамещении, реорганизации, стратегии развития и новых возможностях в сложное время.
Ростех "огражданивается" и покушается на лавры Samsung и General Electric
Набсовет Ростеха утвердил "Стратегию развития до 2025 года". Основные задачи – увеличить долю высокотехнологичной гражданской продукции и догнать General Electric и Samsung по ключевым финансовым показателям.
Принципиальные схемы простых преобразователей напряжения на основе автогенераторов, построены с использованием транзисторов.
В генераторах с самовозбуждением (автогенераторах) для возбуждения электрических колебаний обычно используется положительная обратная связь. Существуют также автогенераторы на активных элементах с отрицательным динамическим сопротивлением, однако в качестве преобразователей они практически не используются.
Однокаскадные преобразователи напряжения
Наиболее простая схема однокаскадного преобразователя напряжения на основе автогенератора показана на рис. 1. Этот вид генераторов получил название блокинг-генераторов. Фазовый сдвиг для обеспечения условия возникновения колебаний в нем обеспечивается определенным включением обмоток.
Рис. 1. Схема преобразователя напряжения с трансформаторной обратной связь.
Аналог транзистора 2N3055 — КТ819ГМ. Блокинг-генератор позволяет получать короткие импульсы при большой скважности. По форме эти импульсы приближаются к прямоугольным.
Емкости колебательных контуров блокинг-гене-ратора, как правило, невелики и обусловлены межвитковыми емкостями и емкостью монтажа. Предельная частота генерации блокинг-генератора — сотни кГц. Недостатком этого вида генераторов является выраженная зависимость частоты генерации от изменения питающего напряжения.
Резистивный делитель в цепи базы транзистора преобразователя (рис. 1) предназначен для создания начального смещения. Несколько видоизмененный вариант преобразователя с трансформаторной обратной связью представлен на рис. 2.
Рис. 2. Схема основного (промежуточного) блока источника высоковольтного напряжения на основе автогенераторного преобразователя.
Автогенератор работает на частоте примерно 30 кГц. На выходе преобразователя формируется напряжение амплитудой до 1 кВ (определяется числом витков повышающей обмотки трансформатора).
Трансформатор Т1 выполнен на диэлектрическом каркасе, вставляемом в броневой сердечник Б26 из феррита М2000НМ1 (М1500НМ1). Первичная обмотка содержит 6 витков; вторичная обмотка — 20 витков провода ПЭЛШО диаметром 0,18 мм (0,12...0,23 мм).
Повышающая обмотка для достижения выходного напряжения величиной 700...800 В имеет примерно 1800 витков провода ПЭЛ диаметром 0,1 мм. Через каждые 400 витков при намотке укладывается диэлектрическая прокладка из конденсаторной бумаги, слои пропитывают конденсаторным или трансформаторным маслом. Места выводов катушки заливают парафином.
Этот преобразователь может быть использован в качестве промежуточного для питания последующих ступеней формирования высокого напряжения (например с электрическими разрядниками или тиристорами).
Следующий преобразователь напряжения (США) также выполнен на одном транзисторе (рис. 3). Стабилизация напряжения смещения базы осуществляется тремя последовательно включенными диодами VD1 — VD3 (прямое смещение).
Рис. 3. Схема преобразователя напряжения с трансформаторной обратной связью.
Коллекторный переход транзистора VT1 защищен конденсатором С2, кроме того, параллельно коллекторной обмотке трансформатора Т1 подключена цепочка из диода VD4 и стабилитрона VD5.
Генератор вырабатывает импульсы, по форме близкие к прямоугольным. Частота генерации составляет 10 кГц и определяется величиной емкости конденсатора СЗ. Аналог транзистора 2N3700 — КТ630А.
Двухтактные преобразователи напряжения
Схема двухтактного трансформаторного преобразователя напряжения показана на рис. 4. Аналог транзистора 2N3055 — КТ819ГМ. Трансформатор высоковольтного преобразователя (рис. 4) может быть выполнен с использованием ферритового незамкнутого сердечника круглого или прямоугольного сечения, а также на основе телевизионного строчного трансформатора.
При использовании ферритового сердечника круглой формы диаметром 8 мм число витков высоковольтной обмотки в зависимости от требуемой величины выходного напряжения может достигать 8000 витков провода диаметром 0,15...0,25 мм. Коллекторные обмотки содержат по 14 витков провода диаметром 0,5...0,8 мм.
Рис. 4. Схема двухтактного преобразователя с трансформаторной обратной связью.
Рис. 5. Вариант схемы высоковольтного преобразователя с трансформаторной обратной связью.
Обмотки обратной связи (базовые обмотки) содержат по 6 витков такого же провода. При подключении обмоток следует соблюдать их фазировку. Выходное напряжение преобразователя — до 8 кВ.
В качестве транзисторов преобразователя могут быть использованы транзисторы отечественного производства, например, КТ819 и им подобные.
Вариант схемы аналогичного преобразователя напряжения показан на рис. 5. Основное различие заключается в цепях подачи смещения на базы транзисторов.
Число витков первичной (коллекторной) обмотки — 2x5 витков диаметром 1,29 мм, вторичной — 2x2 витков диаметром 0,64 мм. Выходное напряжение преобразователя целиком определяется числом витков повышающей обмотки и может достигать 10...30 кВ.
Преобразователь напряжения А. Чаплыгина не содержит резисторов (рис. 6). Он питается от батареи напряжением 5 6 и способен отдавать в нагрузку до 1 А при напряжении 12 В.
Рис. 6. Схема простого высокоэффективного преобразователя напряжения с питанием от батареи 5 В.
Диодами выпрямителя служат переходы транзисторов автогенератора. Устройство способно работать и при пониженном до 1 В напряжении питания.
Для маломощных вариантов преобразователя можно использовать транзисторы типа КТ208, КТ209, КТ501 и другие. Максимальный ток нагрузки не должен превышать максимального тока базы транзисторов.
Диоды VD1 и VD2 — не обязательны, однако позволяют получить на выходе дополнительное напряжение 4,2 В отрицательной полярности. КПД устройства около 85%. Трансформатор Т1 выполнен на кольце К18x8x5 2000НМ1. Обмотки I и II имеют по 6, III и IV — по 10 витков провода ПЭЛ-2 0,5.
Преобразователь по схеме индуктивной трехточки
Преобразователь напряжения (рис. 7) выполнен по схеме индуктивной трехточки и предназначен для измерений высокоомных сопротивлений и позволяет получить на выходе не-стабилизированное напряжение 120... 150 В.
Потребляемый преобразователем ток около 3...5 мА при напряжении питания 4,5 В. Трансформатор для этого устройства может быть создан на основе телевизионного трансформатора БТК-70.
Рис. 7. Схема преобразователя напряжения по схеме индуктивной трехтонки.
Его вторичную обмотку удаляют, взамен нее наматывают низковольтную обмотку преобразователя — 90 витков (два слоя по 45 витков) провода ПЭВ-1 0,19...0,23 мм. Отвод от 70-го витка снизу по схеме. Резистор R1 — величиной 12...51 кОм.
Преобразователя напряжения 1,5 В/-9 В
Рис. 8. Схема преобразователя напряжения 1,5 В/-9 В.
Преобразователь (рис. 8) представляет собой однотактный релаксационный генератор с емкостной положительной обратной связью (С2, СЗ). В коллекторную цепь транзистора VT2 включен повышающий автотрансформатор Т1.
В преобразователе использовано обратное включение выпрямительного диода VD1, т.е. при открытом транзисторе VT2 к обмотке автотрансформатора приложено напряжение питания Un, и на выходе автотрансформатора появляется импульс напряжения. Однако включенный в обратном направлении диод VD1 в это время закрыт, и нагрузка отключена от преобразователя.
В момент паузы, когда транзистор закрывается, полярность напряжения на обмотках Т1 изменяется на противоположную, диод VD1 открывается, и выпрямленное напряжение прикладывается к нагрузке.
При последующих циклах, когда транзистор VT2 запирается, конденсаторы фильтра (С4, С5) разряжаются через нагрузку, обеспечивая протекание постоянного тока. Индуктивность повышающей обмотки автотрансформатора Т1 при этом играет роль дросселя сглаживающего фильтра.
Для устранения подмагничивания сердечника автотрансформатора постоянным током транзистора VT2 используется перемагничивание сердечника автотрансформатора за счет включения параллельно его обмотке конденсаторов С2 и СЗ, которые одновременно являются делителем напряжения обратной связи.
Когда транзистор VT2 закрывается, конденсаторы С2 и СЗ в течение паузы разряжаются через часть обмотки трансформатора, перемагничивая сердечник Т1 током разряда.
Частота генерации зависит от напряжения на базе транзистора ѴТ1. Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет отрицательной обратной связи (ООС) по постоянному напряжению посредством R2.
При понижении выходного напряжения увеличивается частота генерируемых импульсов при примерно одинаковой их длительности. В результате увеличивается частота подзарядки конденсаторов фильтра С4 и С5 и падение напряжения на нагрузке компенсируется. При увеличении выходного напряжения частота генерации, наоборот, уменьшается.
Так, после заряда накопительного конденсатора С5 частота генерации падает в десятки раз. Остаются лишь редкие импульсы, компенсирующие разряд конденсаторов в режиме покоя. Такой способ стабилизации позволил уменьшить ток покоя преобразователя до 0,5 мА.
Транзисторы ѴТ1 и ѴТ2 должны иметь возможно больший коэффициент усиления для повышения экономичности. Обмотка автотрансформатора намотана на ферритовом кольце К10x6x2 из материала 2000НМ и имеет 300 витков провода ПЭЛ-0,08 с отводом от 50-го витка (считая от «заземленного» вывода). Диод VD1 должен быть высокочастотным и иметь малый обратный ток. Налаживание преобразователя сводится к установке выходного напряжения равным -9 В путем подбора резистора R2.
Преобразователь напряжения с ШИМ управлением
На рис. 9 показана схема преобразователя стабилизированного напряжения с широтно-импульсным управлением. Преобразователь сохраняет работоспособность при уменьшении напряжения батареи с 9.... 12 до 3В. Такой преобразователь оказывается наиболее пригодным при батарейном питании аппаратуры.
КПД стабилизатора — не менее 70%. Стабилизация сохраняется при уменьшении напряжения источника питания ниже выходного стабилизированного напряжения преобразователя, чего не может обеспечить традиционный стабилизатор напряжения. Принцип стабилизации, использованный в данном преобразователе напряжения.
Рис. 9. Схема преобразователя стабилизированного напряжения с ШИМ управлением.
При включении преобразователя ток через резистор R1 открывает транзистор ѴТ1, коллекторный ток которого, протекая через обмотку II трансформатора Т1, открывает мощный транзистор ѴТ2. Транзистор ѴТ2 входит в режим насыщения, и ток через обмотку I трансформатора линейно увеличивается.
В трансформаторе происходит накопление энергии. Через некоторое время транзистор ѴТ2 переходит в активный режим, в обмотках трансформатора возникает ЭДС самоиндукции, полярность которой противоположна приложенному к ним напряжению (магнитопровод трансформатора не насыщается).
Транзистор ѴТ2 лавинообразно закрывается и ЭДС самоиндукции обмотки I через диод VD2 заряжает конденсатор СЗ. Конденсатор С2 способствует более четкому закрыванию транзистора. Далее процесс повторяется.
Через некоторое время напряжение на конденсаторе СЗ увеличивается настолько, что открывается стабилитрон VD1, и базовый ток транзистора ѴТ1 уменьшается, при этом уменьшается ток базы, а значит, и коллекторный ток транзистора ѴТ2.
Поскольку накопленная в трансформаторе энергия определяется коллекторным током транзистора ѴТ2, дальнейшее увеличение напряжения на конденсаторе СЗ прекращается. Конденсатор разряжается через нагрузку. Таким образом на выходе преобразователя поддерживается постоянное напряжение. Выходное напряжение задает стабилитрон VD1. Частота преобразования изменяется в пределах 20... 140 кГц.
Преобразователь напряжения 3-12В/+15В, -15В
Преобразователь напряжения, схема которого показана на рис. 10, отличается тем, что в нем цепь нагрузки гальванически развязана от цепи управления. Это позволяет получить несколько вторичных стабильных напряжений. Использование интегрирующего звена в цепи обратной связи позволяет улучшить стабилизацию вторичного напряжения.
Рис. 10. Схема преобразователя стабилизированного напряжения с биполярным выходом 15+15В.
Частота преобразования уменьшается почти линейно при уменьшении питающего напряжения. Это обстоятельство усиливает обратную связь в преобразователе и повышает стабильность вторичного напряжения.
Напряжение на сглаживающих конденсаторах вторичных цепей зависит от энергии импульсов, получаемых от трансформатора. Наличие резистора R2 делает напряжение на накопительном конденсаторе С3 зависимым и от частоты следования импульсов, причем степень зависимости (крутизна) определяется сопротивлением этого резистора.
Таким образом, подстроечным резистором R2 можно устанавливать желаемую зависимость изменения напряжения вторичных обмоток от изменения напряжения питания. Полевой транзистор ѴТ2 — стабилизатор тока. КПД преобразователя может доходить до 70... 90%.
Нестабильность выходного напряжения при напряжении питания 4... 12 В не более 0,5%, а при изменении температуры окружающего воздуха от -40 до +50°С — не более 1,5%. Максимальная мощность нагрузки — 2 Вт.
При налаживании преобразователя резисторы R1 и R2 устанавливаются в положение минимального сопротивления и подключают эквиваленты нагрузок RH. На вход устройства подается напряжение питания 12 В и с помощью резистора R1 на нагрузке Rн устанавливается напряжение 15 В. Далее напряжение питания уменьшают до 4В и резистором R2 добиваются напряжения на выходе также 15 В. Повторяя этот процесс несколько раз, добиваются стабильного напряжения на выходе.
Обмотки I и II и магнитопровод трансформатора у обоих вариантов преобразователи одинаковы. Обмотки намотаны на броневом магнитопроводе Б26 из феррита 1500НМ. Обмотка I содержит 8 витков провода ПЭЛ 0,8, а II — 6 витков провода ПЭЛ 0,33 (каждая из обмоток III и IV состоит из 15 витков провода ПЭЛ 0,33 мм).
Малогабаритный сетевой преобразователь напряжения
Схема простого малогабаритного преобразователя сетевого напряжения, выполненного из доступных элементов, показана на рис. 11. В основе устройства обычный блокинг-генератор на транзисторе VT1 (КТ604, КТ605А, КТ940).
Рис. 11. Схема понижающего преобразователя напряжения на основе блокинг-генератора.
Трансформатор Т1 намотан на броневом сердечнике Б22 из феррита М2000НН. Обмотки Іа и Іб содержат 150+120 витков провода ПЭЛШО 0,1 мм. Обмотка II имеет 40 витков провода ПЭЛ 0,27 мм III — 11 витков провода ПЭЛШО 0,1 мм. Вначале наматывается обмотка Іа, затем — II, после — обмотка lb, и, наконец, обмотка III.
Источник питания не боится короткого замыкания или обрыва в нагрузке, однако имеет большой коэффициент пульсаций напряжения, низкий КПД, небольшую выходную мощность (до 1 Вт) и значительный уровень электромагнитных помех. Питать преобразователь можно и от источника постоянного тока напряжением 120 6. В этом случае резисторы R1 и R2 (а также диод VD1) следует исключить из схемы.
Слаботочный преобразователь напряжения на 440В
Слаботочный преобразователь напряжения для питания газоразрядного счетчика Гейгера-Мюллера может быть собран по схеме на рис. 12. Преобразователь представляет собой транзисторный блокинг-генератор с дополнительной повышающей обмоткой. Импульсы с этой обмотки заряжают конденсатор СЗ через выпрямительные диоды VD2, VD3 до напряжения 440 В.
Конденсатор СЗ должен быть либо слюдяным, либо керамическим, на рабочее напряжение не ниже 500 В. Длительность импульсов блокинг-генератора примерно 10 мкс. Частота следования импульсов (десятки Гц) зависит от постоянной времени цепи R1, С2.
Рис. 12. Схема слаботочного преобразователя напряжения для питания газоразрядного счетчика Гейгера-Мюллера.
Магнитопровод трансформатора Т1 изготавливают из двух склеенных вместе ферритовых колец К16x10x4,5 3000НМ и изолируют его слоем лакоткани, тефлона или фторопласта.
В начале наматывают внавал обмотку III — 420 витков провода ПЭВ-2 0,07, заполняя магнитопровод равномерно. Поверх обмотки III накладывают слой изоляции. Обмотки I (8 витков) и II (3 витка) наматывают любым проводом поверх этого слоя, их также следует возможно равномернее распределить по кольцу.
Следует обратить внимание на правильную фазировку обмоток, она должна быть выполнена до первого включения. При сопротивлении нагрузки порядка единиц МОм преобразователь потребляет ток 0,4... 1,0 мА.
Преобразователь напряжения для питания фотовспышки
Преобразователь напряжения (рис. 13) предназначен для питания фотовспышки. Трансформатор Т1 выполнен на магнитопроводе из двух сложенных вместе пермаллоевых колец К40х28х6. Обмотка коллекторной цепи транзистора VT1 имеет 16 витков ПЭВ-2 0,6 мм; его базовой цепи — 12 витков такого же провода. Повышающая обмотка содержит 400 витков ПЭВ-2 0,2.
Рис. 13. Схема преобразователя напряжения для фотовспышки.
Неоновая лампа HL1 использована от стартера лампы дневного света. Выходное напряжение преобразователя плавно повышается на конденсаторе фотовспышки до 200 В за 50 секунд. Устройство при этом потребляет ток до 0,6 А.
Преобразователь напряжения ПН-70
Для питания ламп-вспышек предназначен преобразователь напряжения ПН-70, являющийся основой описываемого ниже устройства (рис. 14). Обычно энергия батарей преобразователя расходуется с минимальной эффективностью.
Вне зависимости от частоты следования вспышек света генератор работает непрерывно, расходуя большое количество энергии и разряжая батареи.
Рис. 14. Схема модифицированного преобразователя напряжения ПН-70.
Перевести работу преобразователя в ждущий режим удалось О. Панчику, который включил на выходе преобразователя резистивный делитель R5, R6 и подал сигнал с него через стабилитрон VD1 на электронный ключ, выполненный на транзисторах VT1 — ѴТЗ по схеме Дарлингтона.
Как только напряжение на конденсаторе фотовспышки (на схеме не показан) достигнет номинального значения, определяемого значением резистора R6, стабилитрон VD1 пробьется, а транзисторный ключ отключит батарею питания (9 В) от преобразователя.
Когда напряжение на выходе преобразователя понизится в результате саморазряда или разряда конденсатора на лампу-вспышку, стабилитрон VD1 перестанет проводить ток, произойдет включение ключа и, соответственно, преобразователя. Транзистор ѴТ1 должен быть установлен на медном радиаторе размерами 50x22x0,5 мм.
Загрузка...
